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LED路燈高效率電源驅動器設計方案[2]

交換技術與網絡管控責任編輯：q123456qaz 2012-04-06

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摘要：具體設計如圖1所示，其中，T1為變壓器的一次側繞組，T2為輔助繞組。1）t0~t1時段，Mos管M1開通，整流輸出電壓Uc流經變壓器T1繞組，電流I1上升。2）t1時刻，Mos管關斷，Mos管電壓U2上升，變壓器初級繞組電流I1換流到次級繞組電流I2.3）t1~t2時段，變壓器開始向副邊輸送能量，副邊的充電電流I2隨時間線性減小。4）t2時刻，I

具體設計如圖1 所示，其中，T1 為變壓器的一次側繞組，T2 為輔助繞組。1）t0 ~ t1 時段，Mos 管M1 開通，整流輸出電壓Uc 流經變壓器T1 繞組，電流I1 上升。2）t1 時刻，Mos 管關斷，Mos 管電壓U2上升，變壓器初級繞組電流I1 換流到次級繞組電流I2.3）t1 ~ t2 時段，變壓器開始向副邊輸送能量，副邊的充電電流I2 隨時間線性減小。4）t2 時刻，I2降為0 , 儲存于變壓器中的能量釋放完畢。5）t2 ~t3 時段，變壓器T1 繞組電感L1 , 漏感L2 與Mos 管漏極對地電容C1 開始諧振，諧振頻率。T2 作為輔助繞組之一，其一端電壓U1 隨U2 降低，當低于ZCD 的閾值下限116V , 即位于圖 2 所示A 點時，L6562 再次開通M1 , 下一周期開始。

此電路實現了在Mos 漏極電壓達到谷底時開通，盡可能地減小了Mos 管漏極對地電容在高電壓情況下放電造成的損耗。

2.3 同步整流驅動設計

在一般的反激式開關電源中，二次側的整流二極管損耗也是電源效率的重要影響因素之一，可以通過選用低導通壓降的肖特基二極管來緩解這個問題。但一方面，這種改良對性能的影響并不是非常顯著 ; 另一方面，在本應用中，輸出電壓較高，而肖特基二極管的反向耐壓一般較低，難以滿足要求。

比較好的方法就是采用同步整流技術，用導通電阻低的Mos 管替代傳統的整流二極管。同步整流按照工作方式可以分為外驅型和自驅型，按工作原理分，又可以分為電壓型驅動、電流型驅動和諧振型驅動等。這些同步整流方式各具特點，但也各有不足。文獻中提出了一種較為實用的電流型同步整流驅動方案，但由于將Mos 管的門極驅動電壓鉗位在輸出電壓，而門極擊穿電壓較低，因此只適用于較低輸出電壓的情況。

T3 與T4 分別為變壓器上的兩個繞組：其中，T3 為二次側繞組，用于能量的傳遞，T4 為輔助繞組。T4上的電壓跟隨T3 的電壓升高，用以開啟同步整流Mos 管M1.CT1 與CT2 則為電流互感器CT 的兩個繞組，其中，初級繞組CT1 被串在主電路中，用于檢測流經Mos 管的電流。當CT1 中的電流下降到零時，CT2 將把M1 關斷。因此，此方案以電壓信號控制Mos 管導通，電流信號控制Mos 管關斷，不僅效率高，而且工作穩定，不存在誤開通的情況。下面將對這種驅動方案的工作過程做詳細分析。

1）第一階段，變壓器一次側Mos 管關斷，電流從變壓器的一次側換流到二次側。T3 繞組通過CT1 , M1 為輸出電容器C3 充電。T3 繞組的輸出電壓被鉗位于C3 兩端電壓（在本應用中約為52V）。

由于T4 繞組為變壓器的一個輔助繞組，因此，同名端B 點的電壓比例上升至一個高電壓（在此應用中約為10V）。則B 點電壓通過二極管D2 為電容器C1、C4 充電。其中，電容器C4 為Mos 管M1 的門極輸入電容，通常小于1nF , 以虛線示出。電容器C1為外加電容，取C4 電容值的10 倍以上。由于C4 遠小于C1 , 并且電容值很小，根據電容器的串聯分壓原理，C 點電壓很快被充至近10V , M1 導通。同時，電流互感器CT 中的能量從繞組CT2 通過二極管D1 饋入輸出電容器C3 , 降低了開關驅動損耗，D 點電壓也被鉗制在約52V.

2）第二階段，流經D1 的電流降為0 , 此時流經CT1 的電流降為Ioff .D1 關斷，D 點電壓開始降低，最終使PNP 型三極管Q1 導通，C4 上的電被放掉，C 點變為低電壓，M1 關斷，同步整流結束。由于此時Ioff > 0 , 變壓器二次側的充電過程仍未結束，改經M1 的寄生體二極管續流，A 點、B 點仍為高電壓。由于C4 被Q1 短路，T4 通過D2、Q1 為C1 充電，直到C1 被充滿。值得注意的是，C1 之所以選用電容而不使用電阻，一方面保證了第一階段中對C4 的快速充電，另一方面使得第二階段中Q1 導通后在其上的損耗得以降低，提高了驅動的效率。

3）第三階段，變壓器一次側Mos 管再次導通，A 點、B 點為負電壓，PNP 三極管Q2 導通，C1 被放電，保證了下一周期能夠再次正常工作。C 點電壓保持在低電壓，不會造成M1 的誤開通。值得注意的是，在每個周期中，C1 都會被反復沖放電。其損耗由公式P = 1/2 CU2 f 可得。其中，設C = 10nF ,U = 10V , f = 100kHz.因此P = 50mW, 此即在C1上損耗的功率。當變壓器一次側Mos 管在一段時間后再次關斷后，新的一個周期開始。

這種新型的同步整流方案具有如下特點： 1）可以廣泛適用于各種輸出電壓。2）電路結構和原理較為簡單。3）驅動損耗小，效率高。4）電路確定性好，無誤動作。

2.4 變壓器設計

高頻變壓器作為隔離型電源中必不可少的組件，在提升效率方面所起的作用也是不容忽視的。變壓器的損耗主要分為銅損、鐵損及漏感造成的損耗三大塊。

銅損是指變壓器線圈電阻所引起的損耗。當電流通過線圈電阻發熱時，一部分電能就轉變為熱能而損耗。在低頻時，變壓器的銅損主要是銅導線的直流電阻造成的，但工作在50kHz~100kHz 的高頻電源變壓器則必須考慮到集膚和鄰近效應。為減小兩者帶來的交流銅阻變大的現象，可以采取用里茲線替代單股粗銅線繞制變壓器，一次側線圈與二次側線圈交錯繞制等方法。

鐵損即磁芯損耗，包括磁滯損耗、渦流損耗和殘留損耗。其大小由公式Pc = Kp ×Bn ×f m ×vol所決定。其中，B 為鐵芯中的工作磁感應強度，f 為工作頻率，vol 為鐵芯體積。Kp , n , m 則為與鐵芯材料有關的常數。要減小鐵損，可以在增加線圈匝數的同時增大氣隙，以此來減小工作磁通，但最根本的措施還是選用更好的磁芯材料。

另外要使鐵損與銅損之和最小，必須滿足以下兩個條件： 1）鐵損= 銅損。2）原邊銅損= 副邊銅損。

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